其中可以使瞬时按钮的功能类似于闭锁机械开关。这篇文章产生了大量的读者反馈。在其他评论中，读者质疑是否可以调整电路以提供 (a) 交叉耦合布置，其中两个开关可以相互“抵消”；(b) “时间延迟”版本，其中电路将在预定时间过去后关闭。这个想法试图解决这些建议中的每一个。
交叉耦合锁存开关
图 1显示了两个以交叉耦合方式连接的开关电路，其中每个开关由其自身的瞬时按钮打开和关闭，并且在另一个开关打开时也关闭。这种相互抵消行为适用于汽车指示器等应用。
图 1交叉耦合开关独立锁存但相互抵消。
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这两个开关电路完全相同且互为镜像，即 R1a 提供与 R1b 相同的功能，Q1a 的行为与 Q1b 完全相同，依此类推。此外，除了额外的交叉耦合组件（C2、D1、D2、R6、R7 和 Q3）之外，每个电路都与之前设计理念的图 1(a) 中所示的电路基本相同，您会发现基本电路功能的详细描述。请记住，根据负载的性质，可能需要也可能不需要 R5，对于电机等负载，可能需要在 OUT (+) 端子和负载之间安装一个阻塞二极管。
要了解交叉耦合的工作原理，假设开关 (a) 当前关闭，开关 (b) 打开，这样 Q1a 和 Q2a 关闭，Q1b 和 Q2b 都导通并通过 R3b 为彼此提供偏置和R4b。如果现在按下瞬时按钮 Sw1a，Q1a 和 Q2a 接通，开关 (a) 锁定到通电状态。在 Q2a 打开时，电流脉冲通过 D1a、C2a 和 R7a 传送到 Q3a 的基极，导致 Q3a 瞬间打开，从而将 Q1b 的基极短接至 0V。现在 Q1b 和 Q2b 均关闭，开关 (b) 锁定到其关闭状态。开关 (a) 现在锁定在其通电状态，并且开关将保持此状态，直到按下任一按钮开关。所以，如果现在按下 Sw1b，Q1b 和 Q2b 就会打开，
Q3 短暂导通的时间长度由 C2-R7 的时间常数决定，并且必须足够长以使对面的 MOSFET 完全关闭。请记住，当 Q1 关闭时，存储在 Q2 栅极上的电荷必须通过与 R3 串联的 R1 完全移除。一些“大”（高电流）MOSFET 具有数十纳法拉的栅极电容，因此当 R1 = R3 = 10kΩ 时，栅极完全放电可能需要几毫秒。现在，在 C2 = 100nF 和 R7 = 10kΩ 的情况下，Q3 将 Q1 的基极钳位大约 5ms，这段时间应该足以关闭大部分 P 沟道 MOSFET。
在上述电流脉冲结束时，存储在 C2 上的电压将大致等于电源电压 +Vs。如果没有二极管 D1，该电压将使 Q1 保持导通，从而防止开关关断。由于电路中有 D1，阻断作用使开关正常关断，这样当 Q2 关断时，C2 上的电压通过 R6-D2-R7 形成的路径放电。
尽管开关 (a) 和开关 (b) 是相同的，但它们不需要共享相同的电源电压，即 +Vs(a) 和 +Vs(b) 不需要相等并且可以来自不同的. 然而，为了使图 1 中的电路实现交叉耦合，开关 (a) 和开关 (b) 必须共用一个公共接地回路 (0V)。对于存在此问题的应用，Q3a 和 Q3b 可以替换为光耦合器（图 2），这允许每个开关都有自己的接地回路，彼此电气隔离。大多数普通或普通光耦合器应该工作得很好，但请记住，光器件的 LED 需要比晶体管更多的驱动电压，因此如果电源电压 +Vs，则可能需要减小 R7 的值（并相应地增加 C2） , 相当低。
图 2光耦合器允许完全隔离的交叉耦合开关。
带定时输出的锁存开关
某些应用可能需要一个在预设时间后自动关闭的锁存开关。图 3显示了实现定时输出的一种相当简单的方法，其中 Q1 已从单个晶体管变为达林顿对，并且电容器 C2 已插入 Q2 的漏极和 R4 之间。和以前一样，瞬时按钮 Sw1 用于控制电路。当开关闭合时，Q2 导通并通过 C2 和 R4 为达林顿管提供偏置电流。电路现在锁存到通电状态，Q2 通过 Q1 保持导通。
图 3对基本开关电路的微小改动允许预设定时输出。
C2 现在开始充电，C2 和 R4 连接处的电压下降的速率主要由 C2-R4 的时间常数决定。随着该电压下降，通过 R4 传送到达林顿管的基极电流也会下降；终，达林顿管的集电极电流变得太小，无法为 Q2 提供足够的栅极驱动，MOSFET 关断。开关现在恢复到解锁状态，C2 通过 D1 和与 R5 并联的负载（如果安装）放电。请注意，只需按下按钮，即可在定时“开启”期间的任何时间点解锁开关 - 无需等到输出超时。
达林顿对提供的高电流增益允许使用较大的 R4 值（大约几兆欧）来产生长时间常数。由 15V 电源供电的测试电路产生的“导通”时间范围从大约 9 秒（C2 = 1μF 和 R4 = 1MΩ）到刚刚超过 15 分钟（C2 = 10μF 和 R4 = 10MΩ）。将 C2 增加到 100μF 会导致“导通”时间超过两个小时。
尽管适用于要求不高的应用，但该电路存在一些可能会限制其适用性的缺点。达林顿电流增益（随设备和温度的不同而有很大差异）在确定电路的时间常数方面起着重要作用，因此使电路不适合需要控制“导通”时间的应用。同样，电源电压的变化也会影响“开启”时间。
此外，达林顿管集电极电流逐渐减小的事实导致 MOSFET 的关断速度相对较慢。这种效应可以在示波器（图 4）中看到，它显示了一个电路的输出，该电路由 15V 供电，负载为 500Ω，Q2使用FDS6675A MOSFET（R4 = 1MΩ）。注意输出从 15V（“开”状态）到 0V（“关”状态）的转换需要将近三毫秒的时间。这种从容关断对于轻负载来说可能是可以接受的，但对于开关大电流的 MOSFET 来说并不是理想的行为。
图 4对于轻负载来说，缓慢关断可能是可以接受的。
电路的改进版本如图 5所示，其中达林顿管已被双路漏极开路/集电极开路比较器 (IC1) 取代，R5 已被分压器 R4-R5 取代。R6-R7 分压器产生参考电压 Vref（比较器电源电压 Vcs 的恒定分数），为两个比较器提供稳定的参考。
图 5改进后的电路可提供准确的定时、快速切换和对电源电压变化的免疫力。
首次按下按钮开关时，Q2 导通，为负载供电并正向偏置 D1，为比较器提供电源电压 Vcs。现在，如果 R4/R5 = R6/R7，电压 Vx 将略大于 Vref，导致 IC1a 的输出晶体管导通。其输出变为低电平（接近 0V），从而通过 R3 为 Q2 提供栅极偏置。
电路现在锁定在“导通”状态，定时电容器 C4 开始通过 R8 充电，C4 上的电压 Vc 呈指数上升。在 Vc 刚好超过 Vref 时，比较器 IC1b 跳闸，其输出晶体管导通，将 Vx 拉低至 0V。IC1a 的输出晶体管现在关闭，并且由于 Q2 不再有栅极驱动，MOSFET 关闭并且开关解锁。C4 现在通过 D2-R6-R7 路径相对快速地放电。与更简单的电路一样，只需按下按钮即可随时解锁开关。
阻塞二极管 D1 提供双重功能。当 Q2 关闭时，它将 R2 与存储在 C2 上的电荷隔离开，从而确保开关正确解锁。此外，它还可以防止 C2（和 C4）在开关关闭时通过负载快速放电。这为比较器在 Q2 关闭时保持供电提供了短暂的时间，从而确保电路以有序的方式关闭。从开关输出而不是电源电压为比较器供电满足本文中所有电路的基本要求，即（就像机械开关一样）“关闭”状态下的功耗为零。
图 6显示了电路的时序方程式以及使用 IC1 = TLC393、R4 = R6 = 10kΩ、R5 = R7 = 22kΩ 和 +Vs = 15V 构建的测试电路的结果。请注意，Vcs 不在等式中，因此“导通”时间在很大程度上不受电源电压变化的影响。
图 6以下是图 5 中电路的时序方程和测试结果。
除了 C4 = 100μF 的情况外，测量结果和理论结果非常吻合，这种情况产生的“导通”时间比计算的时间长得多。这很可能是由于用于该测试的电解电容器内部泄漏所致（非电解类型用于 1μF 和 10μF 测试）。使用合适的组件，可以实现超过一个小时的“开启”时间。
忽略 D1 上的压降，比较器电源电压与直流电源电压大致相同 (Vcs ≈ +Vs)，这会影响可以使用的比较器的类型。TLC393双微功率比较器是理想的选择，因为它们的功率要求极低且输入偏置电流极低（通常为 5pA），尽管它们的电源电压限制在 16V 左右。LM393 _提供相同的功能，可用于高达 30V 的电源电压。但是，电源电流大于 TLC393，输入偏置电流相对较大（通常为 ?25nA），这会影响 C4 的充电速率。选择 R4-R7 的值时，确保 Vx 和 Vref 不超过比较器的共模电压上限（对于 TLC393 和 LM393，大约比 Vcs 低 1.5V）。
除了对定时输出提供相当的控制外，电路从“开”状态转换到“关”状态的速度比图 3 中的简单电路快得多。图 7 中所示的示波器显示了测试电路的输出由 15V 供电，具有与简单电路相同的 500Ω 负载和 FDS6675A MOSFET。与图 4 中有些迟缓的响应相比，从完全“开启”到完全“关闭”的切换时间大大缩短了大约 100μs。
图 7电路的修改创建了从“打开”到“关闭”的更快速转换。
